Расчет двойного т моста

Расчет двойного т моста

Автор программ: Электромонтёр

На сегодняшний день существует масса программ, написанных для советских ПМК. Однако, пользоваться ими на МК-161 не очень удобно, ибо сначала нужно внести исходные данные в регистры, запустить программу, а результаты зачастую нужно также добывать из регистров.

Если добавить к программам подсказки в строке комментариев, то пользоваться старыми программами будет удобнее.

Здесь выложено несколько доработанных программ из третьего издания справочника В. П. Дьяконова с подсказками в строке комментариев.

Программа 7.1. Пересчёт сопротивлений треугольника в сопротивления звезды и обратно

Пересчёт сопротивлений треугольника в сопротивления звезды и обратно.

Пересчёт треугольника в звезду:

Вводим: Rac=10 Ом, С/П, Rab=20 Ом, С/П, Rbc=30 Ом, С/П.

Получаем: Ra=3,3333333Ом, С/П, Rb=10 Ом, С/П, Rc=5 Ом.

Пересчёт звезды в треугольник:

Вводим: Ra=3,3333333Ом, С/П, Rb=10 Ом, С/П, Rc=5 Ом, С/П.

Получаем: Rac=10 Ом, С/П, Rab=20 Ом, С/П, Rbc=30 Ом.

Программа 7.2. Расчёт ослабления мощности Т- и П-образными аттенюаторами

Расчёт ослабления мощности Т- и П-образными аттенюаторами.

Вводим: Rи=100 Ом, С/П, R1=75 Ом, С/П, R2=38 Ом, С/П, R3=19 Ом, С/П, Rн=50 Ом, С/П.

Получаем: Gт=11,46924дБ, С/П, Gп=14,559762дБ.

Программа 7.3. Расчёт сопротивлений Т- и П-образных аттенюаторов по заданному в N раз ослаблению

Расчёт сопротивлений R1, R2, R3 Т- и П-образных аттенюаторов по заданному в N раз ослаблению.

В/О, С/П. 1/0? Для расчёта Т-образного аттенюатора нужно ввести 1, для расчёта П-образного — нужно ввести 0.

Расчёт сопротивлений Т-образного аттенюатора:

Вводим: 0, С/П, Rи=200 Ом, С/П, Rн=100 Ом, С/П, N=50, С/П.

Получаем: R1=167,34694 Ом, С/П, R2=40,816327 Ом, С/П, R3=63,265306 Ом.

Расчёт сопротивлений П-образного аттенюатора:

Вводим: 1, С/П, Rи=100 Ом, С/П, Rн=50 Ом, С/П, N=100, С/П.

Получаем: R1=136,14661 Ом, С/П, R2=350,01786 Ом, С/П, R3=56,989658 Ом.

Программа 7.4. Расчёт сопротивлений аттенюаторов четырёх типов

Расчёт сопротивлений аттенюаторов четырёх типов (1-П-образного, 2-Т-образного, 3-мостового, 4-комбинированного) для заданного входного и выходного сопротивления по заданному в неперах ослаблению.

Вводим: Z=100 Ом, A=1 неп.

1. R=117,52012, С/П, 2W=216,39534, С/П.
2. R/2=46,211716, С/П, W=85,091813, С/П.
3. R=46,211716, С/П, W=216,39534, С/П.
4. K=1,7182818, С/П, ZK=171,82818, С/П, Z/K=58,197671.

Примечание: 1 непер равен 8,5858896дБ.

Программа 7.5. Расчёт частоты среза для простейших пассивных фильтров НЧ и ВЧ

Расчёт частоты среза для простейших пассивных фильтров НЧ и ВЧ, а также коэффициента передачи A и фазового сдвига ф на заданной частоте f.

В/О, С/П, 0НЧ/ВЧ? Если рассчитываем ФНЧ вводим 0, если ФВЧ — 1, С/П.

Вводим: 0, С/П, R=100 кОм, С/П, C=0,001 мкФ, С/П. Получаем частоту среза f=1,5915494 кГц. Далее, вводим произвольную частоту f=2 кГц, С/П.

Получаем: A=0,62267699, С/П, ф=-51,488113 град, С/П. Можно вводить новые значения частоты и получать коэффициенты А и ф.

Вводим: 1, С/П, R=100 кОм, С/П, C=0,001 мкФ, С/П. Получаем частоту среза f=1,5915494 кГц. Далее, вводим произвольную частоту f=2 кГц, С/П.

Получаем: A=0,78247899, С/П, ф=38,511887 град, С/П.

Программа 7.6. Расчёт средней частоты среза пассивного полосового фильтра

Расчёт средней частоты среза пассивного полосового фильтра, а также коэффициента передачи A и фазового сдвига ф на заданной частоте f.

Вводим: R=100 кОм, С/П, C=0,001 мкФ, С/П. Получаем среднюю частоту среза f=1,5915494 кГц. Далее, вводим произвольную частоту f=5 кГц, С/П.

Получаем: A=0,24274329, С/П, ф=-43,261797 град, С/П. Можно вводить новые значения частоты и получать коэффициенты А и ф.

Программа 7.7. Расчёт частоты максимума коэффициента передачи моста Вина-Робинсона

Расчёт частоты максимума коэффициента передачи моста Вина-Робинсона, а также коэффициента передачи A и фазового сдвига ф на заданной частоте f.

Вводим: R=100 кОм, С/П, C=0,001 мкФ, С/П. Получаем частоту максимума коэффициента передачи f=1,5915494 кГц. Далее, вводим произвольную частоту f=5 кГц, С/П.

Получаем: A=-0,22844432, С/П, ф=46,738203 град, С/П. Можно вводить новые значения частоты и получать коэффициенты А и ф.

Программа 7.8. Расчёт частоты подавления двойного Т-образного моста

Расчёт частоты подавления двойного Т-образного моста, а также коэффициента передачи A и фазового сдвига ф на заданной частоте f.

Вводим: R=100 кОм, С/П, C=0,001 мкФ, С/П. Получаем частоту подавления f=1,5915494 кГц. Далее, вводим произвольную частоту f=5 кГц, С/П.

Получаем: A=-0,57664957, С/П, ф=54,784765 град, С/П. Можно вводить новые значения частоты и получать коэффициенты А и ф.

Программа 7.9. Расчёт резонансной частоты последовательного LCR-контура

Расчёт резонансной частоты последовательного LCR-контура, действительной x и мнимой y составляющих модуля полного сопротивления |z| и фазового сдвига O.

Вводим: R=100 Ом, С/П, L=2Гн, С/П, C=0,1 мкФ, С/П. Получаем частоту f=355,88127Гц. Далее, вводим произвольную частоту f=400 Гц, С/П.

Получаем: x=100 Ом, С/П, y=1047,6747 Ом, С/П, z=1052,4363 Ом, С/П, O=84,547666 град, С/П. Можно вводить новые значения частоты и получать значения x, y, z, O.

Программа 7.10. Расчёт резонансной частоты параллельного LCR-контура

Расчёт резонансной частоты параллельного LCR-контура, действительной x, и мнимой y составляющих модуля полного сопротивления |z| и фазового сдвига O.

Вводим: R=100 Ом, С/П, L=2Гн, С/П, C=0,1 мкФ, С/П. Получаем частоту f=355,88127Гц. Далее, вводим произвольную частоту f=400 Гц, С/П.

Получаем: x=99,997256 Ом, С/П, y=-0,52382296 Ом, С/П, z=99,998628 Ом, С/П, O=-0,30013394 град, С/П. Можно вводить новые значения частоты и получать значения x, y, z, O.

Читайте также:  Как закрыть папку регистратор для хранения документов

Программа 7.11. Расчёт резонансной частоты резонансного контура

Расчёт резонансной частоты резонансного контура, действительной x, и мнимой y составляющих модуля полного сопротивления |z| и фазового сдвига O.

Вводим: R1=1000 Ом, С/П, R2=100 Ом, С/П, L=2Гн, С/П, C=0,1 мкФ, С/П. Получаем частоту f=355,88127Гц. Далее, вводим произвольную частоту f=400 Гц, С/П.

Получаем: x=204,40993 Ом, С/П, y=1016,0982 Ом, С/П, z=1036,455 Ом, С/П, O=78,625545 град, С/П. Можно вводить новые значения частоты и получать значения x, y, z, O.

Программа 7.12. Расчёт резонансной частоты связанных контуров

Расчёт резонансной частоты связанных контуров, расстройки E, при заданной частоте f и относительного коэффициента передачи K(E).

Вводим: Pсв=2, С/П, L=1000 мкГн, С/П, C=1000 пФ, С/П, Q=100, С/П. Получаем частоту f=0,15915494 МГц. Далее, вводим произвольную частоту f=0,16 МГц, С/П.

Получаем: K(E)=1,1314698, С/П, E=1,0591255. Можно вводить новые значения частоты и получать значения K(E), E.

Ну вот и всё! Как говорится, всё новое — это очень хорошо забытое старое!

Режекторный фильтр — не частый гость в наших краях. Зверь редкий, нелюдимый, но для радиолюбительского хозяйства — весьма полезный. Внешне напоминает полосовых собратьев, но охотится исключительно за сигналами вокруг центральной частоты и мало активен на частотах, выходящих за пределы отведённого ему диапазона.

Для начала определимся с терминологией.

Полосно-заграждающий фильтр (он же — режекторный фильтр, он же — фильтр-пробка) — электронный или любой другой фильтр, не пропускающий сигналы со входа на выход в определённой полосе частот, но имеющий близкий к единице коэффициент передачи при более низких и более высоких частотах.
Эта полоса подавления характеризуется шириной полосы заграждения и расположена вокруг центральной частоты подавления fо.
Заграждающий фильтр, предназначенный для подавления одной определённой частоты, называется узкополосным заграждающим фильтром или фильтром-пробкой.

Для описания режекторных фильтров используют следующие параметры:
центральная частота подавления fо;
две граничных частоты – нижняя fн и верхняя fв, при которых Кu = 0,7mах;
диапазон частот Δf = fв − fн, называемый полосой задержания;
параметр Q = (fв + fн)/(2Δf), называемый добротностью.

Простейшие Т-образные фильтры и их амплитудно-частотная характеристика приведены на Рис.1.


Рис.1

Центральная частота подавления этих фильтров рассчитывается по формуле: fо = 1/(2π*R*C) при R1=R2=R, C1=C2=C. Глубина режекции — всего 10 дБ, а полоса задержания составляет значение, в 5-6 раз превышающее fо.

Именно в силу указанных выше хилых характеристик — подобные простейшие цепи уступили позиции двойным Т-образным RC-фильтрам (Рис.2), часто называемым 2ТФ.


Рис.2 Рис.3

Двойной Т-образный RC-фильтр при определённых условиях (симметрия моста, точный подбор элементов, согласование входа и выхода) почти полностью подавляет центральную частоту fo. Глубина режекции (подавления частоты fo) при работе на высокоомную нагрузку достигает 50 дБ. Добротность Q — около 0,3.

На Рис.2 приведена классическая схема двойного Т-образного режекторного фильтра, на Рис.3 — с возможностью плавной регулировки центральной частоты подавления.

Начнём с нерегулируемой схемы.
Обычно выбираются следующие соотношения элементов R2=R1, R3=R1/2.
Номиналы этих резисторов должны быть на порядок больше выходного импеданса предыдущего каскада и на порядок меньше входного сопротивления последующего.
Ничего не изменилось, центральная частота вычисляется по формуле fо = 1/(2π*R*C).

РИСУЕМ ТАБЛИЦУ ДЛЯ ДВОЙНЫХ Т-ОБРАЗНЫХ RC-ФИЛЬТРОВ


При желании ввести регулировку центральной частоты подавления fо с диапазоном перекрытия по частоте более чем в 2 раза, при сохранении параметров, присущих двойным Т-образным режекторным фильтрам, имеет смысл воспользоваться схемой, приведённой на Рис.3.

Значение резистора R1 должно в 6 раз превышать суммарную величину R2, R3 и R4, поэтому его следует выбирать номиналом — не менее 100 кОм.
Формула для расчёта частоты подавления fо = 1/(2πС √ 3×R 3_1 ×R 3_2 ), где R 3_1 — сумма сопротивлений слева от регулирующего вывода R3, а R 3_2 — справа.

Рисуем таблицу и для таких фильтров.

ТАБЛИЦА ДЛЯ ПЕРЕСТРАИВАЕМЫХ РЕЖЕКТОРНЫХ RC-ФИЛЬТРОВ


Дальнейшего улучшения параметров режекторных фильтров можно добиться введением в схему на Рис.2 положительной обратной связи, подаваемой в точки, идущие к земляной шине.
В результате подобных действий фильтры становятся активными и приобретают следующий вид.


Рис.4 Рис.5

На Рис.4 приведена схема активного режекторного фильтра на основе простого двойного Т-моста.

Значение добротности определяется отношением значений резисторов K=R5/R4. При изменении этого отношения в диапазоне К=0.01-0.2 добротность Q меняется практически линейно и принимает значения от 30 до 2. Дальнейшее увеличение параметра К не приветствуется, в связи с ухудшением неравномерности АЧХ в полосе пропускания.

Для желающих же регулировать значение добротности в более широких пределах на Рис.5 приведена схема активного режекторного фильтра на двух операционных усилителях. Здесь переменный резистор R4 позволяет изменять добротность в пределах 50 — 0.3.

А при необходимости получить перестраиваемый по частоте активный режекторный фильтр, регулирующий вывод переменного резистора R3 на Рис.3, точно таким же образом подключается к выходу операционного усилителя. Результатом является схема, изображённая на Рис.6 .


Рис.6 Рис.7

На Рис.7 приведена схема режекторного фильтра, позволяющая регулировать как частоту подавления, так и добротность в широких пределах.

Обе таблицы для расчёта частотозадающих элементов остаются в силе!

Ну, да и хватит, на следующей странице будем мурыжить режекторные LC фильтры.

Читайте также:  Что подарить девушке пацанке

Владимир Рентюк, Запорожье, Украина

Для увеличения подавления используют каскадное включение одиночных звеньев. В профессиональной технической литературе, например, в [1] говорится, что частота среза для случая n звеньев с одинаковыми частотами среза равна

(4)

FCi – частота среза одного звена,
α – коэффициент, определяемый по формуле:

(5)

где n – количество звеньев в фильтре.

Автор встречал в технической литературе и иные «приближенные» формулы для расчета подобных структур, например,

но все они дают большую погрешность, и пользоваться ими даже для оценочных расчетов не стоит. Формула (4) хороша в теории, но не на практике. На Рисунке 3 показаны два, совершено одинаковых с точки зрения теории ФНЧ.

а) R1 = R2 = R3; C1 = C2 = C3 б) R1 = 0.1R2 = 0.01R3; C1 = 10C2 = 100C3
Рисунок 3. Два варианта трехзвенных ФНЧ на основе RC-звеньев.

Как мы видим, представленная на Рисунке 3 структура является многозвенным фильтром, составленным из фильтров первого порядка. Если верить теории, то затухание должно быть 18 дБ/октава или 60 дБ/декада. Поскольку частоты среза всех звеньев равны и составляют примерно 1 кГц, то опять же, согласно теории, частота среза такого трехзвенного фильтра равна 506 Гц, а переворот фазы на 180° должен происходить на частоте 1.7 кГц.

  • для варианта а) частота среза равна примерно 192 Гц,
  • для варианта б) частота среза равна 455 Гц.

В части ФЧХ и коэффициентов затухания мы имеем:

  • для варианта а) затухание 26 дБ/декада в первой декаде, переворот фазы на 180° на 2.4 кГц;
  • для варианта б) затухание 40 дБ/декада в первой декаде, переворот фазы на 180° на 1.8 кГц.

Как видим, перед нами два совершенно разных фильтра (их АЧХ показаны на Рисунке 4), и не один из них в полной мере не соответствует классической теории. Автор этой статьи, будучи уже достаточно опытным инженером, допустил подобную грубую ошибку при разработке фильтра для подавления частоты выборки сигнала в многоканальной системе связи. Таким образом, при построении многозвенных ФНЧ выбор номиналов элементов для их реализации необходимо приближать к виду, приведенному на Рисунке 3б, или разделять звенья буферными усилителями, что сводит на нет ряд достоинств этих фильтров: увеличивает уровень шумов, уменьшает динамический диапазон, увеличивает нелинейные искажения. Кроме того, повторюсь, здесь для упрощения был рассмотрен идеальный вариант использования фильтра, когда выходное сопротивление источника сигнала равно нулю, а сопротивление нагрузки фильтра – бесконечности. Следовательно, необходимо учитывать, как это было показано выше для однозвенного фильтра, и реальные условия использования фильтра.

АЧХ фильтра (Рисунок 3а)
АЧХ фильтра (Рисунок 3б)
Рисунок 4. АЧХ простейших трехзвенных ФНЧ, изображенных на Рисунке 3.

Если рассматривать отдельные ФНЧ как неизбежные части некой общей схемы, то мы можем увидеть, что они могут быть образованы линиями передачи сигнала, усилительными каскадами (все они имеют ограниченную полосу пропускания в области высоких частот), выходным сопротивлением и емкостью нагрузки. Все эти линейные искажения в комплексе сложно поддаются анализу и требуют тщательного моделирования.

А каким может и должен быть подход к фильтрам высокой частоты? Здесь наиболее типичный случай – многозвенные ФВЧ, но не как отдельная структура, типа представленной на Рисунке 3, а в виде нескольких каскадов с разделительными конденсаторами. Такие каскады можно и нужно считать эквивалентными ФВЧ первого порядка (Рисунок 2а). Если для случая с ФНЧ, как это отмечено выше, провести оценку достаточно сложно, то для отдельных элементарных ФВЧ их суммарную АЧХ относительно легко оценить по формулам.

Модуль передаточной функции фильтра описывается таким же выражением, как и для ФНЧ:

ω – циклическая частота, равная 2πf,
τ – постоянная времени, равная в нашем случае RC.

Здесь, для большинства случаев:

R – входное сопротивление,
С – емкость разделительного конденсатора.

Поскольку модуль передаточной функции аналогичен ФНЧ, то и частота среза определяется аналогично, как

А вот ФЧХ фильтра имеет отличие от ФНЧ:

Как правило, выходное сопротивление источника сигнала значительно меньше сопротивления нагрузки, поэтому приведенные формулы могут использоваться на практике без особых ограничений. Если же это условие не соблюдается, тот в формулах необходимо учитывать суммарное сопротивление.

Для случая последовательного соединения ФВЧ результирующая частота среза может быть легко определена по приближенной формуле:

Здесь такое приближение уместно для практики и не дает большой погрешности. Вышеизложенное касалось исключительно фильтров. Но, как было уже сказано, все, что бы мы не проектировали, в итоге оказывается неким фильтром, то есть усилительный тракт априори будет иметь некоторый уровень линейных искажений. Поэтому на практике нам часто бывает необходимо распределить допустимые линейные искажения между каскадами. Причем, лучше сделать это все заранее, чтобы не оказаться в ситуации персонажа из известного анекдота («Ах, если бы я был такой умный сейчас, как моя жена потом!»). Поверьте, лучше все, что можно, заранее рассчитать и оценить, чем сидеть потом с паяльником, подбирая элементы и используя при этом известные идиоматические выражения.

Чтобы избежать подобной ситуации, необходимо привести эквивалентную схему тракта к системе элементарных линейных фильтров первого порядка и распределить между ними допустимые линейные искажения. В определении элементов элементарного звена вам поможет формула, выведенная автором статьи еще в начале его инженерной карьеры. За основу берется известное эквивалентное сопротивление R элементарной ячейки, например, это может быть входное сопротивление каскада (для случая с ФВЧ), сопротивление источника сигнала или выходное сопротивление каскада (для случая с ФНЧ). Для каждой элементарной ячейки на заданной частоте F закладывается максимально допустимый уровень линейных искажений N (в децибелах) и рассчитывается максимально (для случая ФНЧ) или минимально (для случая с ФВЧ) допустимая для этих условий емкость конденсатора C. Для случая с ФНЧ этот конденсатор будет емкостной частью нагрузки, а для случая с ФВЧ – разделительным. Формулы для расчета имеют вид:

Читайте также:  Можно ли наносить жидкие обои на дсп

При необходимости их можно легко решить относительно R или F.

Если перейти к смешанным структурам, то одним из самых распространенных и интересных с практической точки зрения вариантов является частотно компенсированный делитель напряжения, нередко имеющий емкостную нагрузку. Например, он может быть нагружен на линию передачи, а обычный экранированный кабель имеет типичную погонную емкость 100 пФ/м, о чем разработчики часто забывают. В общем виде такая система имеет вид, представленный на Рисунке 5.

Рисунок 5. Частотно компенсированный делитель.

Не загружая читателей вычислениями, сразу дадим практическую формулу. Для полной компенсации емкости нагрузки необходимо выполнить условие C1/C2 = R2/R1. Проверка правильности выбора компенсирующей емкости С1 осуществляется подачей на вход делителя импульса напряжения и оценкой его искажений. Правильно подобранная частотная компенсация на коэффициент передачи делителя влияния не оказывает.

Совместив однозвенные ФНЧ и ФВЧ, мы получим примитивный полосовой фильтр (ППФ), изображенный на Рисунке 6.

Вариант а) Вариант б)
Рисунок 6. Простейшие ППФ.

В общем виде именно к такому фильтру могут быть приведены эквивалентные схемы большинства усилителей. ФВЧ образован элементами C1 и R2, а ФНЧ – элементами R1 и C2. Соответственно, он может быть легко рассчитан с учетом приведенных выше формул и уточнений.

Центральная частота фильтра будет совпадать с частотами среза образующих его ФВЧ и ФНЧ, и равна

Фаза фильтра будет меняться от +90° до –90°, а фазовый сдвиг на центральной частоте будет равен нулю.

Формулы для практического расчета следующие:

R2 = R,
C2 = C,
R1 = mR2,
C2 = C/m,

R2 = R,
C2 = C,
R1 = mR2,
C2 = C/m,

Здесь FC2 и FC1 – верхняя и нижняя частоты среза фильтра, соответственно.

Эта структура может использоваться и в качестве селективного фильтра с максимальной добротностью Q = 0.5; в этом случае R1 = R2 = R, а C1 = C2 = C. Коэффициент передачи на частоте резонанса будет равен 1/3, а частота резонанса будет равна центральной частоте F.

Если этот фильтр дополнить делителем напряжения с коэффициентом передачи 1/3, а сигнал снять с диагонали получившегося моста, то мы придем к известной схеме моста Вина-Робертсона. Эта схема является уже полосно-заграждающим фильтром, а вернее, фильтром с подавлением частоты резонанса. Его ФЧХ на частоте резонанса будет иметь скачок с –90° до +90°. В качестве фильтра такая структура используется крайне редко, она нашла свое применение в генераторах синусоидальных колебаний.

Наиболее часто для подавления нежелательной частоты используется другой вариант комбинированого фильтра, а именно, изображенный на Рисунке 7, двойной Т-образный.

Рисунок 7. Двойной Т-образный мост.
Рисунок 8. АЧХ двойного Т-моста (R = 16 кОм, C = 10нФ, F = 1000 Гц).

Несмотря на низкую, характерную для всех RC-фильтров, добротность, данный Т-мост может подавить сигнал с частотой своего резонанса, по крайней мере, на 50 дБ (Рисунок 8). Частота резонанса сбалансированного моста (Рисунок 7) определяется по формуле

При необходимости снизить уровень подавления параллельно мосту включается добавочный резистор. Чаще всего такая схема используется в цепи отрицательной обратной связи. В этом случае она становится не подавляющей, а селективной. Аналогичные фильтры использовались в приставках «вау-вау» для электрогитар.

Подобные схемы автор использовал в составе конечных ступеней формирования тембра в своих ЭМИ серии «СИМОНА» и синтезаторе «Аля» [3]. На основе Т-моста был выполнен регулируемый формантный фильтр [2]. Использование такого простого решения поможет вам обогатить и украсить звучание, например, генератора музыкальных сигналов, звучание которого в обычном исполнении является простой, извините, «пиликалкой», либо потребует сложных программных решений. (Тембр, полученный с помощью такого фильтра, можно прослушать, скачав с [3] сэмплы ДКЭМИ «СИМОНА»).

В завершение на Рисунке 9, исключительно в качестве примера использования сложных фильтровых комбинаций на основе RC-цепей, приведена схема трехполосного регулятора тембра, который был разработан автором статьи в 1983 году для первого в СССР моноблочного музыкального центра высшего класса «Такт-011 стерео».

Рисунок 9. Трехполосный регулятор тембра музыкального центра
«Такт-011 стерео».

В следующей статье, посвященной этой теме, будут рассмотрены практические вопросы проектирования LC- и RLC-фильтров.

Литература

  1. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. 12-е изд. Том 1, 2: Пер. с нем. – М.: ДМК Пресс, 2008.
  2. Рентюк В. «Синтез музыкальных тембров», цикл статей, Радиоаматор, №10, 11 2011, №1, 3, 4 2012.
  3. Музей советских синтезаторов

Перевод: В.Рентюк по заказу РадиоЛоцман

Ссылка на основную публикацию
Расклеилась дверь что делать
Вследствие низкой влажности в помещении, колебаний температурного режима и при нарушениях технологического процесса производства межкомнатные двери из древесины могут рассыхаться....
Размер петли на антенну для телевизора
1.5. Согласование телевизионных антенн с фидером При изготовлении антенны мастерам-радиолюбителям следует особое внимание уделять вопросам согласования выходного сопротивления активного вибратора...
Рамы для объемных картин
Любимые картины могут храниться не только в папках вашего компьютера, но и на стенах вашего дома, где им самое место!...
Расчет двойного т моста
Автор программ: Электромонтёр На сегодняшний день существует масса программ, написанных для советских ПМК. Однако, пользоваться ими на МК-161 не очень...
Adblock detector